exb841驅動電路圖

❶ igbt驅動的簡介

在此根據長期使用 IGBT 的經驗並參考有關文獻對 IGBT 的門極驅動問題做了一些總結，希望對廣大 IGBT 應用人員有一定的幫助。
1 IGBT 門極驅動要求
1.1 柵極驅動電壓
因 IGBT 柵極 - 發射極阻抗大，故可使用 MOSFET 驅動技術進行驅動，但 IGBT 的輸入電容較 MOSFET 大，所以 IGBT 的驅動偏壓應比 MOSFET 驅動所需偏壓強。圖 1 是一個典型的例子。在 +20 ℃情況下，實測 60 A ， 1200 V 以下的 IGBT 開通電壓閥值為 5 ～ 6 V ，在實際使用時，為獲得最小導通壓降，應選取 Ugc ≥ (1.5 ～ 3)Uge(th) ，當 Uge 增加時，導通時集射電壓 Uce 將減小，開通損耗隨之減小，但在負載短路過程中 Uge 增加，集電極電流 Ic 也將隨之增加，使得 IGBT 能承受短路損壞的脈寬變窄，因此 Ugc 的選擇不應太大，這足以使 IGBT 完全飽和，同時也限制了短路電流及其所帶來的應力 ( 在具有短路工作過程的設備中，如在電機中使用 IGBT 時， +Uge 在滿足要求的情況下盡量選取最小值，以提高其耐短路能力 ) 。
1.2 對電源的要求
對於全橋或半橋電路來說，上下管的驅動電源要相互隔離，由於 IGBT 是電壓控制器件，所需要的驅動功率很小，主要是對其內部幾百至幾千皮法的輸入電容的充放電，要求能提供較大的瞬時電流，要使 IGBT 迅速關斷，應盡量減小電源的內阻，並且為防止 IGBT 關斷時產生的 /dt 誤使 IGBT 導通，應加上一個 -5 V 的關柵電壓，以確保其完全可靠的關斷 ( 過大的反向電壓會造成 IGBT 柵射反向擊穿，一般為 -2 ～ 10 V 之間 ) 。
1.3 對驅動波形的要求
從減小損耗角度講，門極驅動電壓脈沖的上升沿和下降沿要盡量陡峭，前沿很陡的門極電壓使 IGBT 快速開通，達到飽和的時間很短，因此可以降低開通損耗，同理，在 IGBT 關斷時，陡峭的下降沿可以縮短關斷時間，從而減小了關斷損耗，發熱量降低。但在實際使用中，過快的開通和關斷在大電感負載情況下反而是不利的。因為在這種情況下， IGBT 過快的開通與關斷將在電路中產生頻率很高、幅值很大、脈寬很窄的尖峰電壓 Ldi/dt ，並且這種尖峰很難被吸收掉。此電壓有可能會造成 IGBT 或其他元器件被過壓擊穿而損壞。所以在選擇驅動波形的上升和下降速度時，應根據電路中元件的耐壓能力及 /dt 吸收電路性能綜合考慮。
1.4 對驅動功率的要求
由於 IGBT 的開關過程需要消耗一定的電源功率，最小峰值電流可由下式求出：
I GP = △ U ge /R G +R g ；
式中△ Uge=+Uge+|Uge| ； RG 是 IGBT 內部電阻； Rg 是柵極電阻。
驅動電源的平均功率為：
P AV =C ge △ Uge 2 f,
式中． f 為開關頻率； Cge 為柵極電容。
1.5 柵極電阻
為改變控制脈沖的前後沿陡度和防止震盪，減小 IGBT 集電極的電壓尖峰，應在 IGBT 柵極串上合適的電阻 Rg 。當 Rg 增大時， IGBT 導通時間延長，損耗發熱加劇； Rg 減小時， di/dt 增高，可能產生誤導通，使 IGBT 損壞。應根據 IGBT 的電流容量和電壓額定值以及開關頻率來選取 Rg 的數值。通常在幾歐至幾十歐之間 ( 在具體應用中，還應根據實際情況予以適當調整 ) 。另外為防止門極開路或門極損壞時主電路加電損壞 IGBT ，建議在柵射間加入一電阻 Rge ，阻值為 10 k Ω左右。
1.6 柵極布線要求
合理的柵極布線對防止潛在震盪，減小雜訊干擾，保護 IGBT 正常工作有很大幫助。
a ．布線時須將驅動器的輸出級和 lGBT 之間的寄生電感減至最低 ( 把驅動迴路包圍的面積減到最小 ) ；
b ．正確放置柵極驅動板或屏蔽驅動電路，防止功率電路和控制電路之間的耦合；
c ．應使用輔助發射極端子連接驅動電路；
d ．驅動電路輸出不能和 IGBT 柵極直接相連時，應使用雙絞線連接 (2 轉/ cm) ；
e ．柵極保護，箝位元件要盡量靠近柵射極。
1.7 隔離問題
由於功率 IGBT 在電力電子設備中多用於高壓場合，所以驅動電路必須與整個控制電路在電位上完全隔離，主要的途徑及其優缺點如表 1 所示。
表1 驅動電路與控制電路隔離的途徑及優缺點
利用光電耦合器進行隔離
優點：體積小、結構簡單、應用方便、輸出脈寬不受限制，適用於 PWM 控制器
缺點
1 、共模干擾抑制不理想
2 、響應速度慢，在高頻狀態下應用受限制
3 、需要相互隔離的輔助電源
利用脈沖變壓器進行隔離
優點：響應速度快，共模干擾抑制效果好
缺點：
1 、信號傳送的最大脈沖寬度受磁芯飽和特性的限制，通常不大於 50 %，最小脈寬受磁化電流限制
2 、受漏感及集膚影響，加工工藝復雜
2 典型的門極驅動電路介紹
2.1 脈沖變壓器驅動電路
脈沖變壓器驅動電路如圖 2 所示， V1 ～ V4 組成脈沖變壓器一次側驅動電路，通過控制 V1 、 V4 和 V2 、 V3 的輪流導通，將驅動脈沖加至變壓器的一次側，二次側通過電阻 R1 與 IGBT5 柵極相連， R1 、 R2 防止 IGBT5 柵極開路並提供充放電迴路， R1 上並聯的二極體為加速二極體，用以提高 IGBT5 的開關速度，穩壓二極體 VS1 、 VS2 的作用是限制加在 IGBT5g-e 端的電壓，避免過高的柵射電壓擊穿柵極。柵射電壓一般不應超過 20 V 。
圖 2 脈沖變壓器驅動電路
2.2光耦隔離驅動電路
光耦隔離驅動電路如圖 3 所示。由於 IGBT 是高速器件，所選用的光耦必須是小延時的高速型光耦，由 PWM 控制器輸出的方波信號加在三極體 V1 的基極， V1 驅動光耦將脈沖傳遞至整形放大電路 IC1 ，經 IC1 放大後驅動由 V2 、 V3 組成的對管 (V2 、 V3 應選擇β >100 的開關管 ) 。對管的輸出經電阻 R1 驅動 IGBT4 ， R3 為柵射結保護電阻， R2 與穩壓管 VS1 構成負偏壓產生電路， VS1 通常選用 1 W/5.1 V 的穩壓管。此電路的特點是只用 1 組供電就能輸出正負驅動脈沖，使電路比較簡潔。
圖 3 光耦隔離驅動電路
2.3 驅動模塊構成的驅動電路
應用成品驅動模塊電路來驅動 IGBT ，可以大大提高設備的可靠性，目前市場上可以買到的驅動模塊主要有：富士的 EXB840、841，三菱的 M57962L，落木源的KA101、KA102，惠普的 HCPL316J、3120 等。這類模塊均具備過流軟關斷、高速光耦隔離、欠壓鎖定、故障信號輸出功能。由於這類模塊具有保護功能完善、免調試、可靠性高的優點，所以應用這類模塊驅動 IGBT 可以縮短產品開發周期，提高產品可靠性。 EXB840 和 M57962 很多資料都有介紹，KA101和KA102的資料可以從網路搜索，這里就簡要介紹一下惠普公司的 HCPL316J 。典型電路如圖 4 所示。
圖 4 由驅動模塊構成的驅動電路
HCPL316J 可以驅動 150 A/1200 V 的 IGBT ，光耦隔離， COMS/TTL 電平兼容，過流軟關斷，最大開關速度 500 ns ，工作電壓 15 ～ 30 V ，欠壓保護。輸出部分為三重復合達林頓管，集電極開路輸出。採用標准 SOL-16 表面貼裝。
HCPL316J 輸入、輸出部分各自排列在集成電路的兩邊，由 PWM 電路產生的控制信號加在 316j 的第 1 腳，輸入部分需要 1 個 5 V 電源， RESET 腳低電平有效，故障信號輸出由第 6 腳送至 PWM 的關閉端，在發生過流情況時及時關閉 PWM 輸出。輸出部分採用 +15 V 和 -5 V 雙電源供電，用於產生正負脈沖輸出， 14 腳為過流檢測端，通過二極體 VDDESAT 檢測 IGBT 集電極電壓，在 IGBT 導通時，如果集電極電壓超過 7 V ，則認為是發生了過流現象， HCPL316J 慢速關斷 IGBT ，同時由第 6 腳送出過流信號。
3、 結語
通過對 IGBT 門極驅動特點的分析及典型應用電路的介紹，使大家對 IGBT 的應用有一定的了解。可作為設計 IGBT 驅動電路的參考。

❷ ir210懸浮驅動的最寬導通時間如何計算

高壓懸浮驅動器IR2110的原理和擴展應用
吳勝華，張成勝，鍾炎平，吳保芳

(空軍雷達學院，湖北武漢430019）

摘要：介紹了IR2110的內部結構和特點，高壓側懸浮驅動的原理和自舉元件的設計。針對IR2110的不足提出了幾種擴展應用的方案，並給出了應用實例。

關鍵詞：懸浮驅動；柵電荷；自舉；絕緣門極

1引言

在功率變換裝置中，根據主電路的結構，其功率開關器件一般採用直接驅動和隔離驅動兩種方式。採用隔離驅動方式時需要將多路驅動電路、控制電路、主電路互相隔離，以免引起災難性的後果。隔離驅動可分為電磁隔離和光電隔離兩種方式。

光電隔離具有體積小，結構簡單等優點，但存在共模抑制能力差，傳輸速度慢的缺點。快速光耦的速度也僅幾十kHz。

電磁隔離用脈沖變壓器作為隔離元件，具有響應速度快（脈沖的前沿和後沿），原副邊的絕緣強度高，dv/dt共模干擾抑制能力強。但信號的最大傳輸寬度受磁飽和特性的限制，因而信號的頂部不易傳輸。而且最大占空比被限制在50％。而且信號的最小寬度又受磁化電流所限。脈沖變壓器體積大，笨重，加工復雜。

凡是隔離驅動方式，每路驅動都要一組輔助電源，若是三相橋式變換器，則需要六組，而且還要互相懸浮，增加了電路的復雜性。隨著驅動技術的不斷成熟，已有多種集成厚膜驅動器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065等等，它們均採用的是光耦隔離，仍受上述缺點的限制。

美國IR公司生產的IR2110驅動器。它兼有光耦隔離（體積小）和電磁隔離（速度快）的優點，是中小功率變換裝置中驅動器件的首選品種。

2IR2110內部結構和特點

IR2110採用HVIC和閂鎖抗干擾CMOS製造工藝，DIP14腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源採用自舉電路，其高端工作電壓可達500V，dv/dt=±50V/ns，15V下靜態功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3,即功率器件的柵極驅動電壓）電壓范圍10～20V；邏輯電源電壓范圍（腳9）5～15V，可方便地與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有±5V的偏移量；工作頻率高，可達500kHz；開通、關斷延遲小，分別為120ns和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。

IR2110的內部功能框圖如圖1所示。由三個部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護。如上所述IR2110的特點，可以為裝置的設計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設計，可以大大減少驅

圖1IR2110的內部功能框圖

圖2半橋驅動電路

動電源的數目，三相橋式變換器，僅用一組電源即可。

3高壓側懸浮驅動的自舉原理

IR2110用於驅動半橋的電路如圖2所示。圖中C1、VD1分別為自舉電容和二極體，C2為VCC的濾波電容。假定在S1關斷期間C1已充到足夠的電壓（VC1≈VCC）。當HIN為高電平時VM1開通，VM2關斷，VC1加到S1的門極和發射極之間，C1通過VM1，Rg1和S1門極柵極電容Cgc1放電，Cgc1被充電。此時VC1可等效為一個電壓源。當HIN為低電平時，VM2開通，VM1斷開，S1柵電荷經Rg1、VM2迅速釋放，S1關斷。經短暫的死區時間（td）之後，LIN為高電平，S2開通，VCC經VD1，S2給C1充電，迅速為C1補充能量。如此循環反復。

4自舉元器件的分析與設計

如圖2所示自舉二極體（VD1）和電容（C1）是IR2110在PWM應用時需要嚴格挑選和設計的元器件，應根據一定的規則進行計算分析。在電路實驗時進行一些調整，使電路工作在最佳狀態。

4.1自舉電容的設計

IGBT和PM（POWERMOSFET）具有相似的門極特性。開通時，需要在極短的時間內向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通後，自舉電容兩端電壓比器件充分導通所需要的電壓（10V，高壓側鎖定電壓為8.7/8.3V）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有1.5V的壓降（包括VD1的正向壓降）；最後假定有1/2的柵電壓（柵極門檻電壓VTH通常3～5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時對應的自舉電容可用下式表示：C1=（1）

工程應用則取C1>2Qg/(VCC－10－1.5)。

例如FUJI50A/600VIGBT充分導通時所需要的柵電荷Qg=250nC（可由特性曲線查得），VCC=15V，那麼

C1=2×250×10－9/(15－10－1.5)=1.4×10－7F

可取C1=0.22μF或更大一點的，且耐壓大於35V的鉭電容。

4.2懸浮驅動的最寬導通時間ton(max)當最長的導通時間結束時，功率器件的門極電壓Vge仍必須足夠高，即必須滿足式（1）的約束關系。不論PM還是IGBT，因為絕緣門極輸入阻抗比較高，假設柵電容（Cge）充電後，在VCC=15V時有15μA的漏電流（IgQs）從C1中抽取。仍以4.1中設計的參數為例，Qg=250nC，ΔU=VCC－10－1.5=3.5V，Qavail=ΔU×C=3.5×0.22=0.77μC。則過剩電荷ΔQ=0.77－0.25=0.52μC，ΔUc=ΔQ/C=0.52/0.22=2.36V，可得Uc=10＋2.36=12.36V。由U=Uc及柵極輸入阻抗R===1MΩ可求出t（即ton(max)），由===1.236可求出

ton(max)=106×0.22×10－6ln1.236=46.6ms

4.3懸浮驅動的最窄導通時間ton(min)

在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導通時間應保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足Cge所需要的電荷量再加上功率器件穩態導通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導通時間ton(min)考慮，自舉電容應足夠小。

綜上所述，在選擇自舉電容大小時應綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅動性能，也不能太

高壓懸浮驅動器IR2110的原理和擴展應用

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圖3具有負偏壓的IR2110驅動電路

圖4簡單負偏壓產生電路

小而影響寬脈沖的驅動要求。從功率器件的工作頻率、開關速度、門極特性進行選擇，估算後經調試而定。

4.4自舉二極體的選擇

自舉二極體是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極體承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損失，應選擇反向漏電流小的快恢復二極體。 5IR2110的擴展應用

單從驅動PM和IGBT的角度考慮，均不需要柵極負偏置。Vge=0，完全可以保證器件正常關斷。但在有些情況下，負偏置是必要的。這是因為當器件關斷時，其集電極－發射極之間的dv/dt過高時，將通過集電極－柵極之間的（密勒）電容以尖脈沖的形式向柵極饋送電荷，使柵極電壓升高，而PM，IGBT的門檻電壓通常是3～5V左右，一旦尖脈沖的高度和寬度達到一定的水平，功率器件將會誤導通，造成災難性的後果。而採用柵極負偏置，可以較好地解決這個問題。 5.1具有負偏壓的IR2110驅動電路

電路如圖3所示。高壓側和低壓側的電路完全相同。每個通道分別用了兩只N溝道和兩只P溝道的MOSFET。VD2、C2、R2為VM2的柵極耦合電路，C3、C4、VD3、VD4用於將H0（腳7）輸出的單極性的驅動信號轉換為負的直流電壓。當VCC=15V時，C4兩端可獲得約10V的負壓。

5.2簡單負偏壓IR2110驅動電路

電路如圖4所示。高壓側的負偏壓由C1，VD1，R1產生，R1的平均電流應不小於1mA。不同的HV可選擇不同的電阻值，並適當考慮其功耗。低壓側由VCC，R2，C2，VD2產生。兩路負偏置約為－4.7V。可選擇小電流的齊納二極體。

在圖3所示電路中，VM1～VM4如選擇合適的MOSFET，也能同時達到擴展電流的目的，收到產生負偏置和擴展電流二合一的功能。

6應用實例

一台2kW，三相400Hz，115V/200V的變頻電源。單相50Hz，220V輸入，逆變橋直流干線HV≈300V，開關頻率fs=13.2kHz。功率模塊為6MBI25L060，用三片IR2110作為驅動電路，共用一組15V的電源。主電路如圖5所示。控制電路由80C196MC構成的最小系統組成。圖6為IR2110高壓側輸出的驅動信號，圖7為其中一相的輸出波形。

7結語

IR2110是一種性能比較優良的驅動集成電路。無需擴展可直接用於小功率的變換器中，使電路更加緊湊。在應用中如需擴展，附加硬體成本也不高，空間增加不大。然而其內部高側和低側通道

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