同步整流電路圖

⑴ 在線等！！！這個電路圖的電路原理是什麼

大神，你好呀，推薦你手機上下載 一個「半導小芯APP」，然後 這個APP里就可以查找你所需要的元件規格書與供應商了。

通過查詢SC4519是：升特公司出品的，開關頻率600KHZ，3A的降壓開關穩壓器，也就是說是一個BUCK拓撲結構的電源晶元，它不支持同步整流。

看圖，當晶元內部的開關打開時，Vin12V通過SW引腳向電感充磁，同時給後面的電容充電、及負載供電，如圖中1箭頭所示，

當電壓達到設定電壓後，晶元內部開關關斷，電感通過電容放電，同時電感與電容一起向後面的負載供電，二極體D2給電感電流提供迴路，如圖中2箭頭所示，所以D2稱為續流二極體。當電壓降到設定值後，晶元內部的開關又打開，Vin12V通過SW引腳向電感充磁，同時給後面的電容充電、及負載供電，如圖中1箭頭所示。如此周而復始，把輸入的12V電壓轉換成設定的電壓，如圖中的參數是輸出3.37V。

輸出電壓的公式是：Vo=FB*(1+16.9/9.31)=3.37V

FB是1.2V。所以如果你想輸出5V，就可以把16.9K歐姆的電阻調大些，1.2*（1+x/9.31）＝5,可求出x=29.48K，實現中可以選擇30K的電阻就行，這樣輸出就是5V。

你可以直接看晶元規格書中有FB的電壓說明。

純手打輸入，請採納。

⑵ 同步整流器操作原理，都分為哪幾種，請給出電路圖

同步整流定義廣泛，過去的電刷式直流發電機、電刷式變電器都算同步整流，現在的同步整流主要是指以MOS、IGBT為核心的開關電源整流電路，特徵就是開關（開關晶體管、MOS管）的動作與流經的電流相位一致（同步）；譬如某個晶體管總在變壓器輸出正半周時導通，負半周截止，這就實現了同步整流。
與二極體整流不同，MOS、晶體管導通時其通路壓降近乎為0V，因而發熱量極小。這是任何二極體都無法比擬的，即便是效率最高的肖特基二極體（只有半個PN結），壓降也有0.35V，這樣如果系統需要100A電流的話，二極體就要消耗35W的功率來發熱。
做到這些的整流電路就是同步整流；

⑶ 我的論文是電機電源的同步整流電路，各位大俠能不能提供一些相關的資料啊

各種整流電路及工作原理介紹

本文介紹一下利用二極體組成的各種整流電路及工作原理

一、半波整流電路

圖5-1、是一種最簡單的整流電路。它由電源變壓器B 、整流二極體D 和負載電阻Rfz ，組成。變壓器把市電電壓（多為220伏）變換為所需要的交變電壓e2，D 再把交流電變換為脈動直流電。

下面從圖5-2的波形圖上看著二極體是怎樣整流的。

變壓器砍級電壓e2，是一個方向和大小都隨時間變化的正弦波電壓，它的波形如圖5-2（a）所示。在0～K時間內，e2為正半周即變壓器上端為正下端為負。此時二極體承受正向電壓面導通，e2通過它加在負載電阻Rfz上，在π～2π 時間內，e2為負半周，變壓器次級下端為正，上端為負。這時D承受反向電壓，不導通，Rfz，上無電壓。在π～2π時間內，重復0～π 時間的過程，而在3π～4π時間內，又重復π～2π時間的過程…這樣反復下去，交流電的負半周就被"削"掉了，只有正半周通過Rfz，在Rfz上獲得了一個單一右向（上正下負）的電壓，如圖5-2（b）所示，達到了整流的目的，但是，負載電壓Usc。以及負載電流的大小還隨時間而變化，因此，通常稱它為脈動直流。

這種除去半周、圖下半周的整流方法，叫半波整流。不難看出，半波整說是以"犧牲"一半交流為代價而換取整流效果的，電流利用率很低（計算表明，整流得出的半波電壓在整個周期內的平均值，即負載上的直流電壓Usc =0.45e2 ）因此常用在高電壓、小電流的場合，而在一般無線電裝置中很少採用。

二、全波整流電路

如果把整流電路的結構作一些調整，可以得到一種能充分利用電能的全波整流電路。圖5-3 是全波整流電路的電原理圖。

全波整流電路，可以看作是由兩個半波整流電路組合成的。變壓器次級線圈中間需要引出一個抽頭，把次組線圈分成兩個對稱的繞組，從而引出大小相等但極性相反的兩個電壓e2a 、e2b ，構成e2a 、D1、Rfz與e2b 、D2、Rfz ，兩個通電迴路。

全波整流電路的工作原理，可用圖5-4 所示的波形圖說明。在0～π間內，e2a 對Dl為正向電壓，D1 導通，在Rfz 上得到上正下負的電壓；e2b 對D2為反向電壓，D2 不導通（見圖5-4（b）。在π-2π時間內，e2b 對D2為正向電壓，D2導通，在Rfz 上得到的仍然是上正下負的電壓；e2a 對D1為反向電壓，D1 不導通（見圖5-4（C）。

如此反復，由於兩個整流元件D1、D2輪流導電，結果負載電阻Rfz 上在正、負兩個半周作用期間，都有同一方向的電流通過，如圖5-4（b）所示的那樣，因此稱為全波整流，全波整流不僅利用了正半周，而且還巧妙地利用了負半周，從而大大地提高了整流效率（Usc＝0.9e2，比半波整流時大一倍）。

圖5-3所示的全波整濾電路，需要變壓器有一個使兩端對稱的次級中心抽頭，這給製作上帶來很多的麻煩。另外，這種電路中，每隻整流二極體承受的最大反向電壓，是變壓器次級電壓最大值的兩倍，因此需用能承受較高電壓的二極體。

圖5-5（a ）為橋式整流電路圖，（b）圖為其簡化畫法。

三、橋式整流電路

橋式整流電路是使用最多的一種整流電路。這種電路，只要增加兩只二極體口連接成"橋"式結構，便具有全波整流電路的優點，而同時在一定程度上克服了它的缺點。

橋式整流電路的工作原理如下：e2為正半周時，對D1、D3和方向電壓，Dl，D3導通；對D2、D4加反向電壓，D2、D4截止。電路中構成e2、Dl、Rfz 、D3通電迴路，在Rfz ，上形成上正下負的半波整洗電壓，e2為負半周時，對D2、D4加正向電壓，D2、D4導通；對D1、D3加反向電壓，D1、D3截止。電路中構成e2、D2Rfz 、D4通電迴路，同樣在Rfz 上形成上正下負的另外半波的整流電壓。

上述工作狀態分別如圖5-6（A） （B）所示。

如此重復下去，結果在Rfz ，上便得到全波整流電壓。其波形圖和全波整流波形圖是一樣的。從圖5-6中還不難看出，橋式電路中每隻二極體承受的反向電壓等於變壓器次級電壓的最大值，比全波整洗電路小一半！

四、整流元件的選擇和運用

需要特別指出的是，二極體作為整流元件，要根據不同的整流方式和負載大小加以選擇。。如選擇不當，則或者不能安全工作，甚至燒了管子；或者大材小用，造成浪費。表5-1 所列參數可供選擇二極體時參考。

"另外，在高電壓或大電流的情況下，如果手頭沒有承受高電壓或整定大電濾的整流元件，可以把二極體串聯或並聯起來使用。

圖5-7 示出了二極體並聯的情況：兩只二極體並聯、每隻分擔電路總電流的一半口三隻二極體並聯，每隻分擔電路總電流的三分之一。總之，有幾只二極體並聯，"流經每隻二極體的電流就等於總電流的幾分之一。但是，在實際並聯運用時"，由於各二極體特性不完全一致，不能均分所通過的電流，會使有的管子困負擔過重而燒毀。因此需在每隻二極體上串聯一隻阻值相同的小電阻器，使各並聯二極體流過的電流接近一致。這種均流電阻R一般選用零點幾歐至幾十歐的電阻器。電流越大，R應選得越小。

圖5-8示出了二極體串聯的情況。顯然在理想條件下，有幾只管子串聯，每隻管子承受的反向電壓就應等於總電壓的幾分之一。但因為每隻二極體的反向電阻不盡相同，會造成電壓分配不均：內阻大的二極體，有可能由於電壓過高而被擊穿，並由此引起連鎖反應，逐個把二極體擊穿。在二極體上並聯的電阻R，可以使電壓分配均勻。均壓電阻要取阻值比二極體反向電阻值小的電阻器，各個電阻器的阻值要相等。

⑷ 同步整流的同步整流工作原理

同步整流工作原理

從同步整流原理圖中可以看出，整流管VT3和續流管VT2的驅動電壓從變壓器的副邊繞組取出，加在MOS管的柵G和漏D之間，如果在獨立的電路中MOS管這樣應用不能完全開通，損耗很大，但用在同步整流時是可行的簡化方案。由於這兩個管子開關狀態互瑣，一個管子開，另一個管子關，所以我們只簡要分析電感電流連續時的開通情況，我們知道MOS管具有體內寄生的反並聯二極體，這樣電感電流連續應用時，MOS管在真正開通之前並聯的二極體已經開通，把源S和漏D相對柵的電平保持一致，加在GD之間的電壓等同於加在GS之間的電壓，這樣變壓器副邊繞組同銘端為正時，整流管VT3的柵漏電壓為正，整流管零壓開通，當變壓器副邊繞組為負時，續流管VT2開通，濾波電感續流。柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。

簡介：

同步整流是採用通態電阻極低的專用功率MOSFET，來取代整流二極體以降低整流損耗的一項新技術。它能大大提高DC/DC變換器的效率並且不存在由肖特基勢壘電壓而造成的死區電壓。

同步整流的基本電路結構：

功率MOSFET屬於電壓控制型器件，它在導通時的伏安特性呈線性關系。用功率MOSFET做整流器時，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。

⑸ 「同步整流」的工作原理是什麼

同步整流技術採用通態電阻極低的電力MOSFET來取代整流二極體,能大大降低整流電路的損耗,提高DC/DC變換器的效率,滿足低壓、大電流整流器的需要。本文從分析《電力電子技術》教材中同步整流電路的原理圖著手,介紹了電力MOSFET的反向電阻工作區及同步整流技術的基本原理,並對同步整流電路中的驅動電路和柵極電壓波形進行了分析。

⑹ Multisim搭的MOSFET同步整流電路，有點問題，求大神指點

1. MOSFET的開關控制電壓是v(gs)。因此，V1應該加在Q1的g和s之間，而非g和地之間；

2. Q2的d和g位置反了，V3不能加到Q2的g和s之間，故不能控制Q2的通、斷；而且Q2內部的寄生二極體會將Q1導通的電源電壓短路到地。
   

3. V1與V3的通與斷是交錯的，所以需要為V3設置與V1脈沖寬度相同的延遲時間。

上面文字中的元件編號是按原圖的。

⑺ 同步整流buck電路中那兩個電感是起什麼作用的~~

L1的作用毋庸置疑，就是電路的主儲能（濾波）電感。可以看看簡單Buck的拓撲，就能對應上了。
L2的作用我不確定，但我覺得有降低主開關管MOS管米勒效應的作用，但這個光靠文字不好描述，歡迎討論。

⑻ 15V 65W MK91808同步整流次級電路電路用什麼MOS

摘要 這個一般來說的話肯定就是要選擇最優化的MOSFET的設計方案呢，實現同步整流。必須充分理解MOSFET的功耗產生機制。

⑼ 電路中的同步整流是什麼意思

同步整流技術是採用通態電阻極低的功率MOSFET來取代整流二極體，因此能大大降低整流器的損耗，提高DC／DC變換器的效率，滿足低壓、大電流整流的需要。首先介紹了同步整流的基本原理，然後重點闡述同步整流式DC／DC電源變換器的設計。 字串5
關鍵詞：同步整流；磁復位；箝位電路；DC／DC變換器
1 同步整流技術概述 字串7
近年來隨著電源技術的發展，同步整流技術正在向低電壓、大電流輸出的DC／DC變換器中迅速推廣應用。DC／DC變換器的損耗主要由3部分組成：功率開關管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極體的導通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出。快恢復二極體（FRD）或超快恢復二極體（SRD）可達1.0～1.2V，即使採用低壓降的肖特基二極體（SBD），也會產生大約0.6V的壓降，這就導致整流損耗增大，電源效率降低。舉例說明，目前筆記本電腦普遍採用3.3V甚至1.8V或1.5V的供電電壓，所消耗的電流可達20A。此時超快恢復二極體的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50％。即使採用肖特基二極體，整流管上的損耗也會達到（18％～40％）PO，占電源總損耗的60％以上。因此，傳統的二極體整流電路已無法滿足實現低電壓、大電流開關電源高效率及小體積的需要，成為制約DC／DC變換器提高效率的瓶頸。
同步整流是採用通態電阻極低的專用功率MOSFET，來取代整流二極體以降低整流損耗的一項新技術。它能大大提高DC／DC變換器的效率並且不存在由肖特基勢壘電壓而造成的死區電壓。功率MOSFET屬於電壓控制型器件，它在導通時的伏安特性呈線性關系。用功率MOSFET做整流器時，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。

為滿足高頻、大容量同步整流電路的需要，近年來一些專用功率MOSFET不斷問世，典型產品有FAIRCHILD公司生產的NDS8410型N溝道功率MOSFET，其通態電阻為0.015Ω。Philips公司生產的SI4800型功率MOSFET是採用TrenchMOSTM技術製成的，其通、斷狀態可用邏輯電平來控制，漏－源極通態電阻僅為0.0155Ω。IR公司生產的IRL3102（20V／61A）、IRL2203S（30V／116A）、IRL3803S（30V／100A）型功率MOSFET，它們的通態電阻分別為0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，在通過20A電流時的導通壓降還不到0.3V。這些專用功率MOSFET的輸入阻抗高，開關時間短，現已成為設計低電壓、大電流功率變換器的首選整流器件。

最近，國外IC廠家還開發出同步整流集成電路（SRIC）。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一種專門用於驅動N溝道功率MOSFET的高速CMOS控制器。IR1176可不依賴於初級側拓撲而單獨運行，並且不需要增加有源箝位（activeclamp）、柵極驅動補償等復雜電路。IR1176適用於輸出電壓在5V以下的大電流DC／DC變換器中的同步整流器，能大大簡化並改善寬頻網伺服器中隔離式DC／DC變換器的設計。IR1176配上IRF7822型功率MOSFET，可提高變換器的效率。當輸入電壓為＋48V，輸出為＋1.8V、40A時，DC／DC變換器的效率可達86％，輸出為1.5V時的效率仍可達到85％。2 同步整流的基本原理 字串4
單端正激、隔離式降壓同步整流器的基本原理如圖1所示，V1及V2為功率MOSFET，在次級電壓的正半周，V1導通，V2關斷，V1起整流作用；在次級電壓的負半周，V1關斷，V2導通，V2起到續流作用。同步整流電路的功率損耗主要包括V1及V2的導通損耗及柵極驅動損耗。當開關頻率低於1MHz時，導通損耗佔主導地位；開關頻率高於1MHz時，以柵極驅動損耗為主。

2.1 磁復位電路的設計 字串6
正激式DC／DC變換器的缺點是在功率管截止期間必須將高頻變壓器復位，以防止變壓器磁芯飽和，因此，一般需要增加磁復位電路（亦稱變壓器復位電路）。圖2示出單端降壓式同步整流器常用的3種磁復位電路：輔助繞組復位電路，R，C，VDZ箝位電路，有源箝位電路。3種磁復位的方法各有優缺點：輔助繞組復位法會使變壓器結構復雜化；R，C，VDZ箝位法屬於無源箝位，其優點是磁復位電路簡單，能吸收由高頻變壓器漏感而產生的尖峰電壓，但箝位電路本身也要消耗磁場能量；有源箝位法在上述3種方法中的效率最高，但提高了電路的成本。 字串3
磁復位要求漏極電壓要高於輸入電壓，但要避免在磁復位過程中使DPA－Switch的漏極電壓超過規定值，為此，可在次級整流管兩端並聯一個RS、CS網路，電路如圖3所示。該電路可使高頻變壓器在每個開關周期後的能量迅速恢復到一個安全值，保證UD>UI。當DPA－Switch關斷時，磁感應電流就通過變壓器的次級繞組流出，利用電容CS使磁感應電流減至零。CS的電容量必須足夠小，才能在最短的關斷時間內將磁感應電流衰減到零；但CS的電容量也不能太小，以免漏極電壓超過穩壓管的箝位電壓。電阻RS的電阻值應在1～5Ω之間，電阻值過小會與內部寄生電感形成自激振盪。上述磁復位電路適用於40W以下的開關電源。

2.2 磁復位電路的校驗 字串7
當輸入電壓為最小值或最大值時，要求磁復位電路都能按可控制的范圍將高頻變壓器准確地復位。檢查磁復位情況的最好辦法是觀察DPA－Switch的漏極電壓波形。以圖3所示的磁復位電路為例，當輸入電壓依次為72V、48V和36V時，用示波器觀察到3種磁復位波形分別如圖4所示。 字串2
圖4（a）給出了當輸入電壓為72V時的漏極電壓波形。在輸出整流管上並聯2.2nF的復位電容，可滿足滿載情況下的需要。初級繞組上的箝位電容取47pF。圖中的T表示開關周期，D為占空比，tON=DT為DPA－Switch的導通時間。在tON時間段，高頻變壓器的正向磁通量增大，漏極電壓達到最小值。在tRZ時間段高頻變壓器被復位，儲存在高頻變壓器中的全部能量接近於零，漏極電壓達到最大值。在tRN時間段，高頻變壓器的負向磁通量增大，此時復位電容和箝位電容向變壓器電感放電。在tVO時間段內磁通量保持為負值，此時高頻變壓器初級繞組的電壓為零，這是因為漏極電壓與輸入電壓大小相等（都是72V）而極性相反，互相抵消了。在tVO時間段，負向磁感應電流通過次級繞組。 字串5
圖4（b）給出了當直流輸入電壓為48V時的漏極電壓波形。隨著輸入電壓的降低，占空比開始增大。在tRZ及tRN時間段內的情況與輸入電壓為72V時的情況相同，但在tVO時間段高頻變壓器中的能量接近於零。圖4（c）給出了當輸入電壓為36V時占空比進一步增大的情況。由於漏極電壓在tRZ階段達到峰值，所以高頻變壓器的磁通量已復位到零。當DPA－Switch開啟時它的漏極電壓在負向磁通區域內。在正常工作情況下漏極電壓的峰值應低於150V。這個漏極峰值電壓是由漏感和電感復位時所提供的。 字串8
2.3 箝位電路 字串7
當功率MOSFET由導通變成截止時，在開關電源的一次繞組上就會產生尖峰電壓和感應電壓。其中的尖峰電壓是由高頻變壓器漏感（即漏磁產生的自感）而形成的，它與直流高壓UI和感應電壓UOR疊加後很容易損壞MOSFET。為此，必須增加箝位保護電路，對尖峰電壓進行箝位或吸收。箝位電路分無源箝位、有源箝位兩種。無源箝位電路主要有以下4種設計方案： 字串6
1）利用瞬態電壓抑制器（TVS）和超快恢復二極體（SRD）組成的箝位電路；
字串3
2）利用阻容元件和超快恢復二極體組成的R、C、SRD箝位電路；
字串4
3）由阻容元件構成RC吸收電路； 字串2
4）由幾只高壓穩壓管串聯而成的箝位電路，專門對漏－源電壓uDS進行箝位。 字串6
上述方案中以1）的保護效果最佳，能充分發揮TVS響應速度極快、可承受瞬態高能量脈沖之優點，方案2）次之。鑒於壓敏電阻器（VSR）的標稱擊穿電壓值（U1mA）離散性較大，響應速度也比TVS慢很多，在開關電源中一般不用它構成漏極箝位保護電路。
字串9
有源箝位DC／DC變換器的電路如圖5所示。因電路中使用了有源器件MOSFET（V4）做箝位管，故稱之為有源箝位電路。CC為箝位電容，V3為主功率開關管。由圖5可知，當V4導通時因uGS3=0而使V3關斷。當V4關斷時uGS3使V3導通，就對由變壓器漏感產生的尖峰電壓起到了箝位作用。

3 16.5W同步整流式DC／DC電源變換器的設計 字串4
下面介紹一種正激、隔離式16.5WDC／DC電源變換器，它採用DPA－Switch系列單片開關式穩壓器DPA424R，直流輸入電壓范圍是36～75V，輸出電壓為3.3V，輸出電流為5A，輸出功率為16.5W。採用400kHz同步整流技術，大大降低了整流器的損耗。當直流輸入電壓為48V時，電源效率η=87％。變換器具有完善的保護功能，包括過電壓／欠電壓保護，輸出過載保護，開環故障檢測，過熱保護，自動重啟動功能、能限制峰值電流和峰值電壓以避免輸出過沖。 字串3
由DPA424R構成的16.5W同步整流式DC／DC電源變換器的電路如圖6所示。與分立元器件構成的電源變換器相比，可大大簡化電路設計。由C1、L1和C2構成輸入端的電磁干擾（EMI）濾波器，可濾除由電網引入的電磁干擾。R1用來設定欠電壓值（UUV）及過電壓值（UOV），取R1=619kΩ時，UUV=619kΩ×50μA＋2.35V=33.3V，UOV=619kΩ×135μA＋2.5V=86.0V。當輸入電壓過高時R1還能線性地減小最大占空比，防止磁飽和。R3為極限電流設定電阻，取R3=11.1kΩ時，所設定的漏極極限電流I′LIMIT=0.6ILIMIT=0.6×2.50A=1.5A。電路中的穩壓管VDZ1（SMBJ150）對漏極電壓起箝位作用，能確保高頻變壓器磁復位。

該電源採用漏－源通態電阻極低的SI4800型功率MOSFET做整流管，其最大漏－源電壓UDS(max)=30V，最大柵－源電壓UGS(max)=±20V，最大漏極電流為9A（25℃）或7A（70℃），峰值漏極電流可達40A，最大功耗為2.5W（25℃）或1.6W（70℃）。SI4800的導通時間tON=13ns（包含導通延遲時間td(ON)=6ns，上升時間tR=7ns），關斷時間tOFF=34ns（包含關斷延遲時間td(OFF)=23ns，下降時間tF=11ns），跨導gFS=19S。工作溫度范圍是－55～＋150℃。SI4800內部有一隻續流二極體VD，反極性地並聯在漏－源極之間（負極接D，正極接S），能對MOSFET功率管起到保護作用。VD的反向恢復時間trr=25ns。 字串5
功率MOSFET與雙極型晶體管不同，它的柵極電容CGS較大，在導通之前首先要對CGS進行充電，僅當CGS上的電壓超過柵－源開啟電壓〔UGS(th)〕時，MOSFET才開始導通。對SI4800而言，UGS(th)≥0.8V。為了保證MOSFET導通，用來對CGS充電的UGS要比額定值高一些，而且等效柵極電容也比CGS高出許多倍。 字串2
SI4800的柵－源電壓（UGS）與總柵極電荷（QG）的關系曲線如圖7所示。由圖7可知 字串1
QG=QGS＋QGD＋QOD （1）
字串4
式中：QGS為柵－源極電荷； 字串2
QGD為柵－漏極電荷，亦稱米勒（Miller）電容上的電荷； 字串3
QOD為米勒電容充滿後的過充電荷。 字串8
當UGS=5V時，QGS=2.7nC，QGD=5nC，QOD=4.1nC，代入式（1）中不難算出，總柵極電荷QG=11.8nC。 字串8
等效柵極電容CEI等於總柵極電荷除以柵－源電壓，即
字串7
CEI=QG／UGS （2）
字串5
將QG=11.8nC及UGS=5V代入式（2）中，可計算出等效柵極電容CEI=2.36nF。需要指出，等效柵極電容遠大於實際的柵極電容（即CEI CGS），因此，應按CEI來計算在規定時間內導通所需要的柵極峰值驅動電流IG（PK）。IG（PK）等於總柵極電荷除以導通時間，即
字串8
IG=QG／tON （3）
字串2
將QG=11.8nC，tON=13ns代入式（3）中，可計算出導通時所需的IG(PK)=0.91A。
字串7
同步整流管V2由次級電壓來驅動，R2為V2的柵極負載。同步續流管V1直接由高頻變壓器的復位電壓來驅動，並且僅在V2截止時V1才工作。當肖特基二極體VD2截止時，有一部分能量存儲在共模扼流圈L2上。當高頻變壓器完成復位時，VD2續流導通，L2中的電能就通過VD2繼續給負載供電，維持輸出電壓不變。輔助繞組的輸出經過VD1和C4整流濾波後，給光耦合器中的接收管提供偏置電壓。C5為控制端的旁路電容。上電啟動和自動重啟動的時間由C6決定。 字串6
輸出電壓經過R10和R11分壓後，與可調式精密並聯穩壓器LM431中的2.50V基準電壓進行比較，產生誤差電壓，再通過光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，對輸出電壓進行調節。R7、VD3和C3構成軟啟動電路，可避免在剛接通電源時輸出電壓發生過沖現象。剛上電時，由於C3兩端的電壓不能突變，使得LM431不工作。隨著整流濾波器輸出電壓的升高並通過R7給C3充電，C3上的電壓不斷升高，LM431才轉入正常工作狀態。在軟啟動過程中，輸出電壓是緩慢升高的，最終達到3.3V的穩定值。 字串2
4 結語 字串3
在設計低電壓、大電流輸出的DC／DC變換器時，採用同步整流技術能顯著提高電源效率。在驅動較大功率的同步整流器時，要求柵極峰值驅動電流IG(PK)≥1A時，還可採用CMOS高速功率MOSFET驅動器，例如Microchip公司開發的TC4426A～TC4428A。
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⑽ 分析下圖電路的工作原理，畫出相關波形

這個電路中一共有兩路相同的雙向變換器。估計兩路變換器是相位交錯工作的，但工版作原理完全相同。權
就其中的某一路來說，可以工作於升壓模式或降壓模式。例如S1和S2這一路。
工作於升壓BOOST模式時，S1先導通，S2是作為同步整流管存在的。S1和S2是互補導通的。當S1導通時，超級電容對電感L1儲能，電感L1電流上升，S1關斷後經過死區時間，S2導通，超級電容通過電感L1和S2對蓄電池充電。
工作於降壓BUCK模式時，S2先導通，S1是作為同步續流管存在的。S1和S2是互補導通的。當S2導通時，電感L1電流上升，蓄電池向超級電容充電。S2關斷後經過死區時間，S1導通，電感L1通過S1續流繼續對超級電容充電。
波形我就不畫了，就是典型的BOOST和BUCK電路波形，你去看看書就有了。