運放補償電路

① 運放電路設計步驟

偏置電流如何補償

對於我們常用的反相運算放大器，其典型電路如下：

在這種情況下，R3為平衡電阻，這樣，在可以很好的保證運放的電流補償，使正負端偏置電流相等。若這些運算放大器知識你注意到了時，甚至取值更大時，會產生更大的雜訊和飄溢。但是，應大於輸入信號源的內阻。

善於思考的工程師都會想到，當為同相放大器的時候，其原理又是什麼呢?現在我們先回顧下同相運放的設計電路：

當計算出的Rp為負值時，需要將該電阻移動到正相端，與R1串聯在輸入端。

這里額外多插入一句，同相比例運放具有高輸入阻抗，低輸出阻抗的特性，廣泛應用在前置運放電路中。

調零電路的問題   

今天運放已經發展的很迅速，附註功能各式各樣，例如有些運放已經具有了調零的外接埠，此時依據數據手冊進合適的電阻選擇就可以完成運放調零。例如LF356運放，其典型電路如下：

另外一些低成本的運放或許不帶這些自動調節功能，那麼作為設計師的我們也不為難，通過簡單的加法電路、減法電路等可以完成固定的調零(雖然有時這種做法有隔靴撓癢的作用)。

當要進行通常在補償電路中增加一個三極體電路，利用PN結的溫度特性，完成運放的溫度補償。例如在LF355典型電路中將三極體電路嵌入在V+和25K反饋電阻之間

② 我想知道功放電路中的溫度補償電路的工作原理

功放電路中復的溫度補償電路制的工作原理是在熱敏電阻之後，通過一個可調電位器連接到運放電路，由該放大電路負端與電路輸出端相連。該電路結構簡單，准確可靠，可適用於對溫度值漂移大的敏感元件進行溫度補償。

在一些電子產品中，會用到一些正溫度系數和負溫度系數的電子元件，以電阻為例正溫度系數的隨溫度升高，電阻值升高，負溫度系數的正好相反。

應用中比如做一塊感測器，如果單用一種溫度系數的元件，誤差相對會比較大，如果用正負溫度系數的元件相結合，正好正負相平衡，誤差相對會比較小。

(2)運放補償電路擴展閱讀

一種溫度補償電路，其包含：

1、第一振盪器，用以提供一第一時脈信號；

2、計時器，電連接於該第一振盪器，系設定一段特定時間並進行計時；

3、電壓調節器，用以產生一固定電壓；

4、第二振盪器，電連接於該電壓調節器，用以提供一第二時脈信號；

5、計數器，電連接於該第二振盪器，系根據該第二時脈信號而於該特定時間內進行計數，以得致一計數值，進而得致該第二振盪器的頻率，以進行溫度補償。

③ 運放為什麼需要補償電路

剛剛回答了一個類似的問題，現在來回答你的問題。首先我要確認你說的補償電路時RC並聯反饋補償。如果是，請往下看。
一般運放電路會接一個反饋電阻，構成負反饋，原理很簡單，想必樓主知道不多說。下面我說一下為什麼還要並聯一個電容，也就是構成所謂的補償電路。
一般線性工作的放大器(即引入負反饋的放大電路)的輸入寄生電容Cs會影響電路的穩定性。放大器的輸入端一般存在約幾皮法的寄生電容Cs，這個電容包括運放的輸入電容和布線分布電容，它與反饋電阻Rf組成一個滯後網路，引起輸出電壓相位滯後，當輸入信號的頻率很高時，Cs的旁路作用使放大器的高頻響應變差，其頻帶的上限頻率約為：ωh=1／(2πRfCs)若Rf的阻值較大，放大器的上限頻率就將嚴重下降，同時Cs、Rf引入的附加滯後相位可能引起寄生振盪，因而會引起嚴重的穩定性問題。對此，有兩個解決方法。一個簡單的解決方法是減小Rf的阻值，使ωh高出實際應用的頻率范圍，但這種方法將使運算放大器的電壓放大倍數下降(因Av=-Rf/Rin)。為了保持放大電路的電壓放大倍數較高，更通用的方法是在Rf上並接一個補償電容Cf，使RinCf網路與RfCs網路構成相位補償。RinCf將引起輸出電壓相位超前，由於不能准確知道Cs的值，所以相位超前量與滯後量不可能得到完全補償，一般是採用可變電容Cf，用實驗和調整Cf的方法使附加相移最小。若Rf=10kΩ,Cf的典型值絲邊3～10pF。對於電壓跟隨器而言，其Cf值可以稍大一些。
希望你能看懂，呵呵。說簡單一點，為了消除自激振盪加了電容C做為超前補償。

④ 運放的自激和頻率補償是什麼意思

運放的自激的定義
如果把一個放大器裝好之後,接通它們需要的直流電源,並使放大器的輸入信號為零,這時,如果可以在示波器上觀察到輸出端有周期性的波形,那麼這個放大器產生的現象即為自激.這時在無輸入信號便於工作有輸出的情況下理論上可以認為放大器的放大倍數為無窮大.
自激在有的時候是好事,如在需要自激產生的自激振盪電路中,當有時也是壞事,需要根本具體的情況來定.
自激產生的條件
無論是在需要自激的情況下產生的自激還是在不需要的時候產生的.其自激的產生是有一定的條件的,只有弄清楚產生自激的原理,才能去產生或去避免.
當滿足 的條件時,就會產生自激.
運放的自激的消除
1.在放大路中採用外部相伴補償電路消除自激. 2.運算放大器應採用高質量的比例式插座,所有無源器件均接在插座附近,元器件引線應盡量短,且必須就近接地. 3.正負直流電源應採用高質量的比例式插座,所有無源器件均接在插座附近,元器件引線應盡量短,且必須就近接地. 4.印製板的地線布置要注意,總的說來地線越靠近插座越便於元件引線就近接地.地線要粗一些,但不宜大面積布地線,平行,垂直走向地線的拐角處用弧形.
頻率補償的定義
使反饋系統穩定的主要方法是頻率補償.頻率補償是採用一定的手段改變集成運放的頻率響應,使,從而在破壞作.
頻率補償的常用方法
常用的辦法是頻率補償法.頻率補償的根本思想就是在基本電路或反饋網路中添加一些元件來改變反饋放大電路的開環頻率特性(主要是把高頻時最小極點頻率與其相近的極點頻率的間距拉大),破壞自激振盪條件,經保證閉環穩定工作,並滿足要求的穩定裕度,實際工作中常採用的方法是在基本放大器中接入由電容或RC元件組成的補償電路,來消去自激振盪.

⑤ 運放輸入補償電容在電路中有什麼作用

運放輸入端的電容不是作補償用的。而是為了消除高頻干擾，以提高運放工作的穩定性。

⑥ 差分運放如何相位補償

一般對於兩級或者多級的運放才需要補償。一般採用密勒補償。
例如兩級的全差分運放和兩級的雙端輸入單端輸出的運放，都可以採用密勒補償，在第二級（輸出級）進行補償。區別在於：對於全差分運放，兩個輸出級都要進行補償，而對於單端輸出的兩級運放，只要一個密勒補償。

⑦ 運放為什麼需要偏置電路

運放是高電壓增益的多級直接耦合放大器，具有極高的電壓放大倍數。
信號傳輸過程中產生附加相移。在沒有輸入電壓的情況下，而有一定頻率、一定幅度的輸出電壓，產生自激振盪。
所以需外接補償電路以消除自激振盪。

⑧ 請問運放的輸入補償電壓是輸入失調電壓嗎

雖然兩者在數字上比較接近，但「輸入失調電壓」是運放的特性指標，「輸入補償電壓」是外圍電路的參數。

⑨ 一級單端輸出運放怎麼補償鏡像極點

運放增益是隨著電輸入的電壓增大而增加的，看下面為你細細道
電流反饋放大器不受基本增益帶寬積的限制，隨著信號幅度的增加，帶寬的損失非常小。因為可以在最小失真的條件下對大信號進行調節，這些放大器在非常高的頻率下通常都具有優異的線性度。而電壓反饋放大器的帶寬隨著增益的增加降低，電流反饋放大器在很寬的增益范圍上維持其大部分帶寬不變。
正因為如此，准確地說，電流反饋運放沒有增益帶寬積的限制。當然，電流反饋運放也不是無限快，其壓擺率(Slew Rate)不受內部偏置電流的限制，但受三極體本身的速度限制。對給定的偏置電流，這就容許不用通常可能影響穩定性的正反饋或其方法來獲得較大的壓擺率。
那麼如何構建這些電路呢？電流反饋運放具有一個與差分對相對的輸入緩沖器，該輸入緩沖器大多數情況下常常是射極跟隨器或其它非常類似的電路。正相輸入端具有高阻抗，而緩沖器的輸出，即放大器的反相輸入具有低阻抗。相比之下，電壓反饋放大器的輸入都是高阻。
電流反饋運放的輸出是電壓，並且它與流出或流入運放的反相輸入端的電流有關，這由稱為互阻抗(transimpedance)的復雜函數Z(s)來表示(圖1)。在直流時，互阻抗是一個非常大的數，並且像電壓反饋運放一樣，它隨著頻率的增加具有單極點滾降特性。
電流反饋運放靈活性的關鍵之一是具有可調節的帶寬和可調節的穩定性。因為反饋電阻的數值實際上改變放大器的交流環路的動態特性，所以能夠影響帶寬和穩定性兩個方面。加之具有非常高的壓擺率和基於反饋電阻的可調節帶寬，你可以獲得與器件的小信號帶寬非常接近的大信號帶寬。在甚至更好的情況下，該帶寬在很寬的增益范圍內大部分都維持不變。而因為具有固有的線性度，你也可以在高頻大信號時獲得較低的失真。
如何發現最佳的反饋電阻RF
由於放大器的交流特性部分地取決於反饋電阻，這就讓我們能夠針對每一個特定的應用「量身定製」放大器。降低反饋電阻的數值將提升環路增益。為了保持穩定性和最大的帶寬，在低增益時，反饋電阻要設置為較高的數值；隨著增益的上升，環路增益自然降低。如果需要高的增益，可以利用較小的反饋電阻來部分地恢復環路增益。

圖1：具有Z(s)和反饋電阻的電路示意圖

圖2：能夠體現LMH6714特色的不同RF條件下的頻率響應
在圖2中你可以看到隨著你改變反饋電阻帶寬所發生的變化。在右手曲線的遠處，反饋電阻RF等於147Ω，你可以看到頻率響應具有相當大的峰值。該曲線也具有最高的帶寬。減小該電阻到遠遠低於這個147Ω，會導致你的脈沖響應出現振鈴，如果再進一步減小該電阻，實際上就會發生振盪。RF等於300Ω的曲線具有優異的平坦度和增益，並仍然具有與峰值頻率響應可比的良好帶寬。
所以，我們不必犧牲太多的帶寬就已經獲得了很高的穩定性。利用600Ω的反饋電阻，你就能調節回你的頻率響應。例如，如果一個應用僅僅需要5060MHz的帶寬，在該頻段內的任何信號都會對雜訊有所貢獻，你可以利用反饋電阻來調節你的器件的頻率響應。在如此有限的帶寬內，利用如此高速的放大器的原因在於它提供優異的信號保真度。

圖3：建議反饋電阻與正相增益的關系
圖3來自相同器件的數據表，該圖說明了對給定正相增益的推薦反饋電阻。正如預期的那樣，對增益為2的放大器推薦採用300Ω的電阻，它具有最佳的增益平坦度、建立時間和速度的組合。此外，從該圖中可以看到，對增益為1的放大器需要採用600Ω的反饋電阻來獲得最優化的性能。這是因為環路增益非常高，較大的電阻值對於穩定性是必需的。這就是與電壓反饋架構的主要差異。電流反饋放大器在使用時不能把輸出與反相輸入短路連接。
數據表上指定的最常用的電阻是針對增益為2的放大器。然而，你可以從圖2中看到，你最終使用的實際數值有很大的靈活性，在數據表中所推薦的數值是在性能表和曲線中公布的規范所使用的數值。
如圖3所示，對於增益為5的放大器，RF下降到200Ω。該增益設置電阻現在僅僅是50Ω，所以我們獲得的輸入緩沖電阻和增益設置電阻的值相近。這就降低了運放的閉環互阻抗，並將隨著增益的提高而開始限制帶寬。在增益為8時，我們要把反饋電阻提高到275Ω。對於更高的增益，一旦不能降低反饋電阻來提高增益，帶寬將受到損失，而且放大器開始呈現電壓反饋放大器的特性。
電路板的布局
一般來說，在電流反饋放大器或高速器件的應用中，要仔細考慮的事情之一就是電路板的布局設計。表面安裝的陶瓷電源旁路電容要非常靠近該器件，典型距離小於3mm。如果需要更大的電容，可以在電路板上較遠的地方布置電解電容。電路板上常常有電壓調節器，這時，在電壓調節器供應商推薦的電解電容之外，不必要採用額外的電解電容。
布置在放大器附近的小陶瓷旁路電容為放大器的高頻響應提供能量。根據放大器的速度和被放大的信號速度，可能要採用兩個數值大約相差10倍的陶瓷電容。例如，一個400MHz的放大器可能採用並連安裝的0.01uF和1nF電容。
當購買電容時，核查其自諧振頻率至關重要，自諧振頻率在此頻率(400MHz)上下的電容毫無益處。地和電源層有助於為地電流和電源電流兩者提供低的阻抗路徑，在放大器的輸入和輸出引腳以及反饋電阻的下面，要避免走地和電源層，這樣做有助於通過減小不想要的寄生電容來維持放大器的穩定性。
要在可能的地方嘗試採用表面貼裝器件，這些器件提供最佳的性能並佔用的電路板空間也最小。電路板的布線應該保持盡可能地短，並應該調整其長寬以最小化寄生效應。在電源布線上，最壞的寄生特性是直流電阻和自感，所以電源布線要盡可能地寬。另一方面，輸入和輸出連接線常常承載非常小的電流，所以容性寄生效應對它們的危害最大。對於超過25px的信號路徑，最好採用受控阻抗和兩端終接(匹配電阻)的傳輸線。
因為無法避免小量的寄生負載，電流反饋放大器的反饋電阻為特殊應用提供調整放大器性能的靈活性。面對真正具有挑戰性的電路板設計，即使採用非常大的反饋電阻可能也是不夠的。
驅動容性負載

圖4：利用串聯輸出電阻實現對容性負載的隔離
如圖4所示，通過引入一個電阻(ROUT)，放大器幾乎可以驅動任何大小的電容而沒有穩定性問題。這是電壓和電流兩種反饋放大器常用的技術，當驅動高速模/數轉換器時，該技術特別有用。ROUT電阻被放置在運放和容性負載(即ADC)之間。只要電路板空間允許，要把電阻靠近放大器放置。

圖5：LMH6738推薦的ROUT與容性負載的對比
在圖5中，圖表上的曲線顯示了根據電容大小建議的ROUT電阻數值。該圖表是根據1kΩ的阻性負載繪制的。如果RL的數值較小，ROUT也可以更小。另一個選項是把ROUT放在反饋環之內(圖中沒有標出)。你可以把RF連接到隔離電阻的輸出側，而不是圖中ROUT和放大器之間用RF連接。這樣做將保持增益的精度，但是跟在其它例子中一樣，你將仍然在隔離電阻上損失相同大小的電壓擺幅。盡管該技術確實有其缺陷，但應該這樣實現。
因為電阻和電容形成一種低通濾波器，對於這種電路的應用，存在某種帶寬的損失。實際應用表明，無論電阻阻值多大，電容越大就越難驅動，並降低帶寬。
降低系統雜訊
如果你正在構建一種IF放大器或低頻RF放大器，那麼把雜訊最小化就特別重要。利用電流反饋放大器，增加反饋電阻常常能減小系統的雜訊，這是因為頻率響應衰減得比電阻雜訊的上升要快。
為了減小跟隨放大器電路的那部分雜訊，非常重要的一點是僅僅採用必需的帶寬，而不要選用超過應用需求的帶寬。除了採用反饋電阻的最佳數值之外，你可以給電路添加附加的濾波電路。
利用Sallen-Key濾波器拓撲，濾波器常常可以被恰當地合並到放大器的反饋網路中。如果可能的話，交流耦合將有助於消除低頻雜訊，那常常就是所謂的1/f雜訊，目標是濾除在你的放大帶寬之外的所有雜訊。從系統的層面考慮，要求在電路中盡早布置最低雜訊和最高增益的模塊。你提高增益越早，其後雜訊對你的信號的影響就越小。如果可能的話，要避免大的信號源電阻，電阻增加的熱雜訊與電阻值成正比。
電壓反饋放大器的優勢
如果比較電流反饋和電壓反饋兩種放大器，你會發現電壓反饋放大器在某些方面可能具有一定優勢。利用電流反饋拓撲，輸入偏置電流並沒有系統地匹配。正相輸入比反相輸入阻抗更大—通常具有更低的輸入偏置電流。反相輸入偏置電流通常將比較大，如果偏置電流必須流過大阻值的電阻的話，這樣做可能導致輸入電壓的偏移。
在電流反饋器件上的偏移電壓可以被匹配並使之相當小，但從系統的觀點看，它們不可能完全為零。所以，雖然典型的電流反饋放大器的偏置電壓可以被設計得非常好，但是它將隨著正常的工藝批號及溫度而變化比較大。如果需要非常高精度的輸入偏置電壓，那麼電壓反饋放大器通常是比較好的選擇。
電流反饋放大器的緩沖器配置需要一個反饋電阻，而電壓反饋放大器可以採取直接短路連接。這樣做通常沒有問題，除非在設計中取代現有的電壓反饋放大器。最後，在電流反饋放大器的反饋環路中，電容會引起不穩定性。一些常用的電路拓撲不適合於電流反饋放大器，對於大多數這些電路，需要重新設計電路板，以使之滿足電流反饋放大器工作的要求。

⑩ 分析運算放大器的頻率特性及其穩定性問題，綜述頻率補償的一般措施。

運算放大器實際使用接成負反饋形式時，有時會產生自激振盪現象，這將影響正常的使用。這負反饋有180°相位變化。運算放大器的頻率特性是指輸出的幅度和相位隨輸入頻率變化而變化的性質。如圖1所示，在低頻時幅度和相位都保持不變，當頻率升高時，幅度開始下降，同時發生相移。這是由於運放中的結點有寄生電容，當頻率低時寄生電容不明顯。當頻率升高時寄生電容和結點輸出電阻就構成RC濾波器，造成輸出幅度下降，相位移動，這就稱為運放的極點。運放一般具有2個極點以上，而每個極點能產生90°的相移。每個極點貢獻－20dB的幅度變化。
如圖2所示三級運放的頻率特性圖可知，運放有可能在幅度在大於0dB（即增益大於1）時，已經產生180°相移，加上負反饋的180°相移，就有了360°的相移，負反饋成了正反饋，且增益大於1。由巴克豪森的振盪判據可知，運放產生了振盪，不能正常使用。
為防止運放同時滿足巴克豪森的振盪的兩個條件，需要運放在幅度下降到0dB前相移小於180°。這通常有兩種方法。一是，壓低第一極點的頻率，從而讓幅度下降到0dB時的頻率降低。當相移達到180°時，幅度增益小於1，也就是增益降為1時，相移沒有達到180°，不能產生振盪。壓低第一極點的頻率的同時也降低了運放的帶寬，所以這是以帶寬換取相位裕度。實現方法是在主極點處並聯接一個大電容到地，讓主極點向原點靠近。實際應用是用密勒電容來代替這個大電容，密勒電容的補償結構避免使用大電容，節省晶元面積，同時密勒電容接法是電壓負反饋，降低了輸出電阻，從而增大了輸出極點。所以密勒補償降低了第一極點，同時增大第二極點。比並聯接一個大電容到地的補償方法提供更大的帶寬。二是，產生一個零點去抵消第二極點，極點產生相位延後，而零點具有相位超前的作用，產生相位補償。實現方法是在第一極點後接電阻串聯電容到地的電路。由電阻電容串聯得 ，產生了一個零點，通過調整電阻阻值讓其等於第二極點，從而抵消第二極點。同時也降低了第一極點。實現頻率補償。為了防止運放在應用時產生振盪，還需要預留一定的相位裕度，同時由二階系統響應測試知道，相位裕度至少要45°，最好是60°。通過上面兩種方法將增益降為0dB時，相移控制在135°（最好是120°）以內就保證運放穩定工作，實現頻率補償。