boost電路

① boost電路

摘要：提出了一種Boost電路軟開關實現方法，即同步整流加上電感電流反向。根據兩個開關管實現軟開關的條件不同，提出了強管和弱管的概念，給出了滿足軟開關條件的設計方法。一個24V輸入，40V/2.5A輸出，開關頻率為200kHz的同步Boost變換器樣機進一步驗證了上述方法的正確性，其滿載效率達到了96.9％ 關鍵詞：升壓電路；軟開關；同步整流 引言 輕小化是目前電源產品追求的目標。而提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關頻率提高的瓶頸是器件的開關損耗，於是軟開關技術就應運而生。一般，要實現比較理想的軟開關效果，都需要有一個或一個以上的輔助開關為主開關創造軟開關的條件，同時希望輔助開關本身也能實現軟開關。 Boost電路作為一種最基本的DC/DC拓撲而廣泛應用於各種電源產品中。由於Boost電路只包含一個開關，所以，要實現軟開關往往要附加很多有源或無源的額外電路，增加了變換器的成本，降低了變換器的可靠性。 Boost電路除了有一個開關管外還有一個二極體。在較低壓輸出的場合，本身就希望用一個MOSFET來替換二極體（同步整流），從而獲得比較高的效率。如果能利用這個同步開關作為主開關的輔助管，來創造軟開關條件，同時本身又能實現軟開關，那將是一個比較好的方案。 本文提出了一種Boost電路實現軟開關的方法。該方案適用於輸出電壓較低的場合。 1 工作原理 圖1所示的是具有兩個開關管的同步Boost電路。其兩個開關互補導通，中間有一定的死區防止共態導通，如圖2所示。通常設計中電感上的電流為一個方向，如圖2第5個波形所示。考慮到開關的結電容以及死區時間，一個周期可以分為5個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。下面簡單描述了電感電流不改變方向的同步Boost電路的工作原理。在這種設計下，S2可以實現軟開關，但是S1隻能工作在硬開關狀態。 1）階段1〔t0～t1〕該階段，S1導通，L上承受輸入電壓，L上的電流線性增加。在t1時刻，S1關斷，該階段結束。 2）階段2〔t1～t2〕S1關斷後，電感電流對S1的結電容進行充電，使S2的結電容進行放電，S2的漏源電壓可以近似認為線性下降，直到下降到零，該階段結束。 3）階段3〔t2～t3〕當S2的漏源電壓下降到零之後，S2的寄生二極體就導通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S2的零電壓導通創造了條件。 4）階段4〔t3～t4〕S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性減小，直到S2關斷，該階段結束。 5）階段5〔t4～t5〕此時電感L上的電流方向仍然為正，所以該電流只能轉移到S2的寄生二極體上，而無法對S1的結電容進行放電。因此，S1是工作在硬開關狀態的。 接著S1導通，進入下一個周期。從以上的分析可以看到，S2實現了軟開關，但是S1並沒有實現軟開關。其原因是S2關斷後，電感上的電流方向是正的，無法使S1的結電容進行放電。但是，如果將L設計得足夠小，讓電感電流在S2關斷時為負的，如圖4所示，就可以對S1的結電容進行放電而實現S1的軟開關了。 在這種情況下，一個周期可以分為6個階段，各個階段的等效電路如圖5所示。其工作原理描述如下。 1）階段1〔t0～t1〕該階段，S1導通，L上承受輸入電壓，L上的電流正向線性增加，從負值變為正值。在t1時刻，S1關斷，該階段結束。 2）階段2〔t1～t2〕S1關斷後，電感電流為正，對S1的結電容進行充電，使S2的結電容放電，S2的漏源電壓可以近似認為線性下降。直到S2的漏源電壓下降到零，該階段結束。 3）階段3〔t2～t3〕當S2的漏源電壓下降到零之後，S2的寄生二極體就導通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S2的零電壓導通創造了條件。 4）階段4〔t3～t4〕S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性?小，直到變為負值，然後S2關斷，該階段結束。 5）階段5〔t4～t5〕此時電感L上的電流方向為負，正好可以使S1的結電容進行放電，對S2的結電容進行充電。S1的漏源電壓可以近似認為線性下降。直到S1的漏源電壓下降到零，該階段結束。 6）階段6〔t5～t6〕當S1的漏源電壓下降到零之後，S1的寄生二極體就導通，將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S1的零電壓導通創造了條件。 接著S1在零電壓條件下導通，進入下一個周期。可以看到，在這種方案下，兩個開關S1和S2都可以實現軟開關。 2 軟開關的參數設計 以上用同步整流加電感電流反向的辦法來實現Boost電路的軟開關，其中兩個開關實現軟開關的難易程度並不相同。電感電流的峰峰值可以表示為 ΔI=(VinDT)/L （1） 式中：D為占空比； T為開關周期。 所以，電感上電流的最大值和最小值可以表示為 Imax=ΔI/2＋Io （2） Imin=ΔI/2－Io （3） 式中：Io為輸出電流。 將式（1）代入式（2）和式（3）可得 Imax=(VinDT)/2L＋Io （4） Imin=(VinDT)/2L－Io （5） 從上面的原理分析中可以看到S1的軟開關條件是由Imin對S2的結電容充電，使S1的結電容放電實現的；而S2的軟開關條件是由Imax對S1的結電容充電，使S2的結電容放電實現的。另外，通常滿載情況下|Imax| |Imin|。所以，S1和S2的軟開關實現難易程度也不同，S1要比S2難得多。這里將S1稱為弱管，S2稱為強管。 強管S2的軟開關極限條件為L和S1的結電容C1和S2的結電容C2諧振，能讓C2上電壓諧振到零的條件，可表示為式（6）。 將式（4）代入式（6）可得 實際上，式（7）非常容易滿足，而死區時間也不可能非常大，因此，可以近似認為在死區時間內電感L上的電流保持不變，即為一個恆流源在對S2的結電容充電，使S1的結電容放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達式為式（8）。 (C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8） 式中：tdead2為S2開通前的死區時間。 同理，弱管S1的軟開關寬裕條件為 (C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9） 式中：tdead1為S1開通前的死區時間。 在實際電路的設計中，強管的軟開關條件非常容易實現，所以，關鍵是設計弱管的軟開關條件。首先確定可以承受的最大死區時間，然後根據式(9)推算出電感量L。因為，在能實現軟開關的前提下，L不宜太小，以免造成開關管上過大的電流有效值，從而使得開關的導通損耗過大。 3 實驗結果 一個開關頻率為200kHz，功率為100W的電感電流反向的同步Boost變換器進一步驗證了上述軟開關實現方法的正確性。 該變換器的規格和主要參數如下： 輸入電壓Vin24V 輸出電壓Vo40V 輸出電流Io0～2.5A 工作頻率f200kHz 主開關S1及S2IRFZ44 電感L4.5μH 圖6(a)，圖6（b）及圖6(c)是滿載（2.5A）時的實驗波形。從圖6(a)可以看到電感L上的電流在DT或(1－D)T時段里都會反向，也就是創造了S1軟開關的條件。從圖6(b)及圖6(c)可以看到兩個開關S1和S2都實現了ZVS。但是從電壓vds的下降斜率來看S1比S2的ZVS條件要差，這就是強管和弱管的差異。 圖7給出了該變換器在不同負載電流下的轉換效率。最高效率達到了97.1％，滿載效率為96.9％。 4 結語 本文提出了一種Boost電路軟開關實現策略：同步整流加電感電流反向。在該方案下，兩個開關管根據軟開關條件的不同，分為強管和弱管。設計中要根據弱管的臨界軟開關條件來決定電感L的大小。因為實現了軟開關，開關頻率可以設計得比較高。電感量可以設計得很小，所需的電感體積也可以比較小（通常可以用I型磁芯）。因此，這種方案適用於高功率密度、較低輸出電壓的場合。

麻煩採納，謝謝!

② BOOST電路為什麼要工作在電流連續狀態

電流不連續狀態下的boost電路的工作效率較高，但是對電路尤其是開關管沖擊較大，一般用於小功率情況下，大功率下一般採用電流連續模式。

③ 請教，BOOST電路中這兩個二極體是起什麼作用的

連續導電模式Boost PFC電路將是分布式電源系統中首選的前級整流環節之一。眾所內周知，Boost電路中快恢復二極體存容在反向恢復問題，當硬開關的Boost電路工作在高頻時，二極體的反向恢復電流會在電路上引起可觀的能量損耗和過高的di/dt，危及開關器件的安全工作，並產生嚴重的電磁干擾(EMI)。 致力於快恢復二極體反向恢復電流抑制，在主開關和Boost二極體的公共節點與直流地之間並聯一個由諧振電感和輔助開關串聯而成的支路，用來實現主開關的零電壓開關，同時抑制快恢復二極體的反向恢復電流。但是輔助開關工作在硬開關方式，因而帶來了一定的開關損耗。而且輔助開關的結電容與諧振電感存在寄生振盪，引起環流損耗。通常，為了抑制寄生振盪，須在諧振電感支路中串入快恢復二極體和飽和電感，這進一步增加了電路的復雜性和成本。所以，應選取MUR型的快恢復二極體。

④ BOOST電路開關管尖峰如何去除

有尖峰有可抄能是吸收電路中C偏小了。RCD電路參數設計網上都有，根據需要自己看吧。還有一個問題，開關頻率越高，尖刺也就會越高，如果沒有硬性要求，可以把開關頻率降一降。另外，負載處除了主要的電解電容，可以加一些鉭電容試試。順便說一下，光耦牽扯一個反邏輯的問題，不知道你注意了沒有，如果沒有在後面的驅動處最好做一下修正。

⑤ boost升壓電路輸出電壓

oost升壓電路中
占空比D=（Vo-Vi）/Vo，Vo是輸出電壓，Vi是輸入電壓。
從公式上看，你能把10V電壓升版到10000V或任意倍數的電權壓。
在工程上，占空比一般不超過0.9，所以工程的極限在10倍左右。

沒有比boost更成熟的升壓方案了，如果需要輸出電壓輸入電壓比更高，可以接多級的boost升壓。

⑥ BOOST升壓原理是怎樣的

BOOST升壓電路我們又稱為升壓斬波電路，斬波意思是將直流電變為另一固定電壓或可調電壓的直流電壓的過程稱為斬波，斬波有兩種方式，一種是脈寬調制方式，另一種是頻率調制，頻率調制這種易受干擾。BOOST升壓又是DC-DC電路的一種，因為它的輸出電壓比輸入電壓高，所以又稱為升壓電路。

現在的開關電源一般是由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成，結合各種開關電源拓撲結構，組成完整的開關電源，開關電源最主要的是開關IC，如下圖是BOOST升壓電路拓撲結構，主要是由電感L1、開關管Q1以及二極體D1組成

這里的電感在一個周期內有可能全部大於零，有可能等於零，全部大於零時候處於連續工作模式（CCM），等於零時候稱為斷續工作模式（DCM）。一般輸出電容C2要足夠大，這樣在輸出端才能保證放電時候能夠保持一個持續的電流，同時二極體一般至少採用快恢復二極體。

⑦ 什麼是boost電路

boost電路時直流到直流的升壓斬波電路。

⑧ boost升壓電路的電路圖

假定那個開關來（三極體或者mos管）已自經斷開了很長時間，所有的元件都處於理想狀態，電容電壓等於輸入電壓。
分析升壓斬波電路工作原理時，首先假設電路中電感L值很大，電容C值也很大。當可控開關V處於通態時，電源E向電感L充電，充電電流基本恆定為I1，同時電容C上的電壓向負載供電。因為C值很大，基本能保持輸出電壓uo為恆值，記為Uo。設V處於通態的時間為ton，當V處於斷態時E和L共同向電容C充電並向負載提供能量。設V處於關斷的時間為toff，則在此期間電感L釋放的能量為(Uo-E)I1toff。當電路工作於穩態時，一個周期T中電感L積蓄的能量與釋放的能量相等。
下面要分充電和放電兩個部分來說明這個電路

⑨ Boost升壓電路在實際工程應用中能將電壓升幾倍

boost升壓電路中
占空比D=（Vo-Vi）/Vo，Vo是輸出電壓，Vi是輸入電壓。
從公式上看，你能把10V電壓升專到10000V或任意倍屬數的電壓。
在工程上，占空比一般不超過0.9，所以工程的極限在10倍左右。

沒有比boost更成熟的升壓方案了，如果需要輸出電壓輸入電壓比更高，可以接多級的boost升壓。