可調開關電源電路圖

Ⅰ 求LM2596的可調電源模塊原理圖

LM2596的可調電源模塊原理圖如下：輸入濾波電路：C1、L1、C2、C3組成的雙π型濾波網路主要是對輸入電源的電磁雜訊及雜波信號進行抑制，防止對電源干擾，同時也防止電源本身產生的高頻雜波對電網干擾。當電源開啟瞬間，要對C5充電。

採用微電子技術，把小型表面安裝集成電路與微型電子元器件組裝成一體而構成。dc-dc電源模塊的使用有利於簡化電源電路設計縮短研製周期，實現最佳指標等，可廣泛應用於各類數字儀表和智能儀器中。

(1)可調開關電源電路圖擴展閱讀：

注意事項：

1、LM2596的可調電源模塊交流電壓經整流電路及濾波電路整流濾波後，變成含有一定脈動成份的直流電壓，該電壓進人高頻變換器被轉換成所需電壓值的方波，最後再將這個方波電壓經整流濾波變為所需要的直流電壓。

2、LM2596的可調電源模塊控制電路為一脈沖寬度調制器，它主要由取樣器、比較器、振盪器、脈寬調制及基準電壓等電路構成。這部分電路目前已集成化，製成了各種開關電源用集成電路。控制電路用來調整高頻開關元件的開關時間比例，以達到穩定輸出電壓的目的。

Ⅱ 可調穩壓電源電路圖 圖

可調穩壓電源電路圖
下圖是採用LM317三端穩壓晶元的輸出電壓連續可調的穩壓電源電路，輸出電壓在1.25－37V之間連續可調，輸出最大電流可達1.5A。電路簡單，很適宜電子愛好者自製。
工作原理： 電路圖網址：
http://wenku..com/view/d5b24ad580eb6294dd886ca3.html
電路原理圖見圖1。LM317輸出電流為1.5A，輸出電壓可在1.25－37V之間連續調節，其輸出電壓由兩只外接電阻R1、RP1決定，輸出端和調整端之間的電壓差為1.25V，這個電壓將產生幾毫安的電流，經R1、RP1到地，在RP1上分得的電壓加到調整端，通過改變RP1就能改變輸出電壓。注意，為了得到穩定的輸出電壓，流經R1的電流小於3.5mA。LM317在不加散熱器時最大功耗為2W，加上200×200×4mm3散熱板時其最大功耗可達15W。VD1為保護二極體，防止穩壓器輸出端短路而損壞IC，VD2用於防止輸入短路而損壞集成電路。
元器件選擇與製作

Ⅲ 【大功率開關電源】大功率開關電源電路圖大功率可調開關電源設計方案

【大功率開關電源】大功率開關電源電路圖 大功率可調開關電源設計方案

一種大功率可調開關電源的設計方案

1、引言

開關電源作為線性穩壓電源的一種替代物出現，其應用與實現日益成熟。而集成化技術使電子設備向小型化、智能化方向發展，新型電子設備要求開關電源有更小的體積和更低的雜訊干擾，以便實現集成一體化。對中小功率開關電源來說是實現單片集成化，但在大功率應用領域高宏，因其功率損耗過大，很難做成單片集成，不得不根據其拓撲結構在保證電源各項參數的同時盡量縮小系統體積。

2、典型開關電源設計

開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM，Pulse Width Molation）控制IC（Integrated Circuit）和功率器件（功率MOSFET或IGBT）構成，且符合三個條件：開關（器件工作在開關非線性狀態）、高頻（器件工作在高頻非接近上頻的低頻）和直流（電源輸出是直流而不是交流）。

2.1控制IC

以MC33060為例介紹控制IC。

MC33060是由安森美（ON Semi）半導體公司生產的一種性能優良的電壓驅動型脈寬調制器件，採用固定頻率的單端輸出，能工作在-40℃至85℃。其讓薯內部結構如圖1所示[1]，主要特徵如下：

1）集成了全部的脈寬調制電路；

2）內置線性鋸齒波振盪器，外置元件僅一個電阻一個電容；

3）內置誤差放大器；

4）內置5V參考電壓，1.5%的精度；

5）可調整死區控制；

6）內置晶體管提供200mA的驅動能力；

7）欠壓鎖定保護；

圖1 MC33060內部結構圖

其工作原理簡述：MC33060是一個固定頻率的脈沖寬度調制電路，內置線性鋸齒波振盪器，振盪頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節，其振盪頻率如（2-1）式：

輸出脈沖的寬度是通過電容CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現。功率管Q1的輸出受控於或非門，即只有在鋸齒波電壓大於控制信號期間輸出才有效。

當控制信號增大時，輸出脈沖的寬度將減小，具體時序參見如下圖2

圖2 MC33060時序圖

控制信號由集成電路外部輸入，一路送至死區時間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區時間比較器具有120mV的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區時間約等於鋸齒波周期的4%，即輸出驅動的最大占空比為96%.當把死區時間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在0-3.3V）即能在輸出脈沖上產生附加的死區時間。脈沖寬度調制比較器為誤差放大器調節輸出脈寬提供了一個手段：當反饋電壓從0.5V變化到3.5V時，輸出的脈沖寬度從被死區確定的最大導通百分比時間下降到零。兩個誤差放大器具有從-0.3V到（Vcc-2.0）的共模輸入范圍，這可從電源的輸出電壓和電流察覺得到。誤差放大器的輸出端常處於高電平，它與脈沖寬度調制器的反相輸入端進行」或」運算，正是這種電路結構，放大器只需最小的輸出即可支配控制迴路。

2.2 DC/DC電源拓撲戚滑冊

DC/DC電源拓撲一般分為三類：降壓、升壓和升降壓。此處以降壓拓撲介紹，簡化效果圖如下圖3所示。輸出與輸入同極性，輸入電流脈動大，輸出電流脈動小，結構簡單。

圖3 Bulk降壓斬波電路

在開關管導通時間ton，輸入電源給負載和電感供電；開關管斷開期間toff，電感中存儲的能量通過二極體組成續流迴路，保證輸出的連續。負載電壓滿足如下關系式（2-2）：

2.3典型電路與參數設計

典型電路如下圖4所示。

圖4 MC33060的降壓斬波電路

MC33060作為主控晶元控制開關管的導通與截止，由其內部結構功能可知，在MC33060內部有一個+5V參考電壓，通常用作兩路比較器的反相參考電壓，設計中1腳和2腳的比較器用來作為輸出電壓反饋，13腳和14腳的比較器用來檢測開關管的電流是否過流。電路中2腳通過一個反相電路接參考電壓，降壓輸出反饋經一同相電路接MC33060的1腳。當電路處於工作狀態時，1腳和2腳電壓就會相互比較，根據兩者的差值來調整輸出波形脈寬，達到控制和穩定輸出的目的。

電路中過流保護採用0.1歐姆額定功率為1W的功率電阻作為采樣電阻，在電流過流點，采樣電阻上的電壓為0.1V.14腳用作采樣點，因此13腳的參考電壓由Vref分壓設定為0.15V，相比0.1V留有一定餘地。當采樣電壓高於設定值時，MC33060將自動保護，關閉PWM輸出。保護點還和3腳的控制信號有關，根據對該腳的功能分析，選擇積分反饋電路，使得降壓電路在空載或滿載時，Comp腳的電壓始終在正常范圍（0.5V-3.5V）之內。

輸出PWM波形的頻率由管腳5的電容和管腳6的電阻值來確定，降壓電路採用25KHz的波形頻率，選擇CT值為1nF電容，RT為47K的普通電阻達到設計要求。

3、本系統設計

本設計採用的是DC（Direct Current）/DC轉換電路中的降壓型拓撲結構。輸入為220VAC和0-10V可調直流電壓，輸出為0-180V可調，最大輸出電流能達8A，系統組成框圖如下圖5所示。在大功率開關電源設計中，為防止在啟動時的高浪涌電流沖擊，常採用軟啟動電路，本設計不重點介紹。

圖5 系統組成框圖

3.1整流濾波電路

採用全橋整流電路，如下圖6所示。輸出電流要求最大達到8A，考慮功率損耗和一定的餘量，選擇10A的方橋KBPC3510和10A的保險管。整流後的電壓達310V，採用兩個250V/100uF電容作濾波處理。圖中開關S1和電阻R1並聯為」軟啟動」部分，此處未作詳細講解，詳細軟啟動設計見各種開關電源軟啟動設計。

圖6 整流電路。

3.2控制IC與輸入電路

MC33060控制電路和輸入調節電路分別如下圖7和圖8所示，選MC33060為控制IC，其外圍器件選擇此處不再贅述，參考典型電路設計中參數選擇部分。其中比較器1作電壓采樣，比較器2作電流采樣。輸入可調電壓經分壓跟隨後送入比較器的負向端作為參考電壓控制電源輸出大小。

圖7 MC33060控制電路

圖8 輸入調節電路

3.3反相延時驅動電路

反相延時驅動電路如下圖8所示。電路中驅動晶元採用了美國International Rectifier（IR）公司的IR2110.它不僅包括基本的開關單元和驅動電路，還具有與外電路結合的保護控制功能。其懸浮溝道的設計使其可以驅動工作在母線電壓不高於600V的開關管，其內部具有欠壓保護功能，與外電路結合，可以方便地設計出過電流，過電壓保護，因此不需要額外的過壓、欠壓、過流等保護電路，簡化了電路的設計。

圖8 反相延時驅動電路

該晶元為而輸出高壓柵極驅動器，14腳雙列直插，驅動信號延時為ns級，開關頻率可從幾十赫茲到幾百千赫茲。IR2110具有二路輸入信號和二路輸出信號，其中二路輸出信號中的一路具有電平轉換功能，可直接驅動高壓側的功率器件。該驅動器可與主電路共地運行，且只需一路控制電源，克服了常規驅動器需要多路隔離電源的缺點，大大簡化了硬體設計。IR2110就簡易真值圖如下圖9所示。

圖9 IR2110簡易真值圖。

IR2110有2個輸出驅動器，其信號取自輸入信號發生器，發生器提供2個輸出，低側的驅動信號直接取自信號發生器LO，而高側驅動信號HO則必須通過電平轉換方能用於高側輸出驅動器。本系統中驅動雙管需一片IR2110即可。

因驅動雙管，且雙管不能同時導通，控制IC輸出只有一路信號，則在控制IC輸出和驅動之間需加入反相延時電路，將控制IC輸出的一路PWM經同相和反相比較器後，經電阻R29和R30的上拉分別對電容C12、C13充電產生延時，使得兩路PWM具有對稱互補性且具有一定的死區間隔，保證主迴路中兩開關管不會同時導通。在電路中HIN和LIN標號端得到的波形圖如下圖10所示。

圖10 反相後驅動波形

3.4主迴路與輸出采樣

主迴路如圖11所示，採用半橋開關電路。

圖11 主迴路

根據整流後的電壓和輸入電流參數，選擇IRF840為高頻開關管，其最大耐壓VDS為500V，最大能承受的導通電流ID為8A，滿足設計要求。工作在高頻工作狀態的續流二極體一般選用快恢復的二極體，此處選擇HFA25TB60，能承受600V的反向壓降，最大導通電流為25A，且恢復時間僅為35ns，輸出部分通過兩個電阻分壓至電壓采樣電路，如下圖12所示。

圖12 電壓采樣電路

3.5過流保護電路

過流保護電路如下圖13所示。

圖13 過流檢測電路。

在主迴路的上端串聯一個0.33歐姆10W的功率電阻作為采樣電阻，當電流過大時，光耦中光敏三極體導通，檢測電路輸出高電平到IR2110的SD端，由於SD是低電平有效、高電平關斷點，因此電流過大時能很好地保護電路。且如前所述，IR2110自身帶有各種保護電路，故外圍的電流電壓保護電路可以大大簡化。

4、總結

本設計給出了在非隔離拓撲下一種設計大功率開關電源的方法，電路結構簡單。在主迴路中採用半橋電路替代傳統的單管開關電路，在上管關閉時，下管的開通能更好地保證輸出續流的穩定性，且保證功率的輸出。文中並未給出電感量的計算方法，因不是討論重點，可根據電路中輸出電流、電壓和開關管的RDS（MOSFET管漏極和源極導通電阻）等參數來計算，實際中應留有一定的餘量值。系統運行基本穩定，可考慮應用於工業電源設計中。

Ⅳ 怎樣調節開關電源輸出電壓有電路圖

把電壓采樣部分的分壓電阻換成可變的就能調整輸出電壓了，為了限制輸出電壓，回一定要測量好原來答的參考電壓和取樣電壓，最好的辦法是在原來的兩個電阻中間相連的部分也就是采樣分壓輸出的部位將原電阻斷開後串入一個小的可變電阻，在抽頭位置上接原采樣端即可，這樣可以在原來的電壓基礎上有一定的浮動。
另一個簡單的方法就是在開關電源的總輸出上增加一個線性的串聯式可調穩壓器，這樣就可以從0V調起了。開關電源不適合從0V調起，所以前述的改動只能在原電壓正負一段上調，如果需要0V起調只能用這種方法。