Ⅰ 單開關電路原理
單線進出的電子開關（以下簡稱為單線電子開關）有著廣闊的應用前景：一方面它可以直接代換家居中非常普及的牆壁開關，安裝和代換都很方便；另一方面還可以方便地實現遙控或智能控制。然而，正因為只有單線進出，在開關閉合時，開關兩端電壓幾乎為零，電子開關的自身供電難以解決；況且又由於開關所控制的負載不確定性，使得這個問題難上加難。
單火線開關的供電一般是分成兩部份來實現對控制電路的供電：關態供電和開態供電，下面分別加以說明:
1. 關態供電（燈不亮，待機供電）：
在關燈的時候，即可控硅截止不導通的狀態下主要是由微功耗電源模塊 PI-3V3-B4 來實現取電的（參以下電路原理圖），PI-3V3-B4 負責把 220V 的電網電壓變成 3.3V 的穩定的低壓直流輸出。從圖 1 的路徑中看到，市電電網電源從零線（N）通過燈負載（LAMP）經過整流二極體 D5，然後串入了限流電阻 R1 加到電源模塊 PI-3V3-B4 的高壓輸入腳(IN)，由電源模塊的公共接地端（GND）經橋式整流器（D1-D4）中的一個二極體（D1）回到電網的火線端（L）形成一個電流迴路。使得電源模塊有高壓電源輸入，低壓輸出端（OUT）就有了 3.3V 的穩定直流電壓輸出供給控制電路（如控制晶元、無線模塊等）使用。
有些朋友會問：既然稱為單火線開關是不是不需要零線都能工作，其實「單火線」是相對電子開關盒來說的（只需要接入火線到開關盒中，不需要接入零線到開關盒中）,對整個電路來說，實際上也是經過零火線來工作的，只不過借用了燈具作為連接零線的通路，這就產生了一個問題，由於節能燈或 LED 類燈具只要通過很小的電流，在關燈時都會產生閃爍發光現象，特別是 LED 燈閃光的時候非常亮，這個電流一般不能大於 30μA，當然有些燈具大一些（例如 100μA）也不會閃，但為了做成的開關能適應更多的燈具這個電流是越小越好。由於微功耗的電源模塊轉換效率一般都比較低，大都不超過 50%（優化後可以達到 65%），所以在輸入電流 30μA 的情況下，低壓輸出端（OUT）能提供給控制電路使用的電流不會超過 1mA（即使瞬間電流可以幾十 mA，但平均電流都必須控制在 1mA 以下）。
除了控制盡量小的後級控制電路電流以外，電源模塊本身的空載電流也是一個關鍵因素。如果電源模塊本身的空載輸入電流大於 30μA 的話，就算後級控制電路使用的電流為零也無法將電子開關的整體待機電流做到 30μA 以下，所以我們改進開發了這一種電源模塊。它的空載電流非常小（近乎「零」功耗），這樣在有條件把控制電路的使用電流做得很小的話，整個開關的待機電流就能做得很小，就能適應更多的節能燈或 LED 燈。
2. 開態供電（燈點亮）：
在開燈的時候，即可控硅導通的狀態下，為了維持電路的供電，我們使用了兩個穩壓管（Z1、Z2）和橋式整流器（D1-D4）組成了開態取電電路。
Ⅱ 【大功率開關電源】大功率開關電源電路圖大功率可調開關電源設計方案
【大功率開關電源】大功率開關電源電路圖 大功率可調開關電源設計方案
一種大功率可調開關電源的設計方案
1、引言
開關電源作為線性穩壓電源的一種替代物出現，其應用與實現日益成熟。而集成化技術使電子設備向小型化、智能化方向發展，新型電子設備要求開關電源有更小的體積和更低的雜訊干擾，以便實現集成一體化。對中小功率開關電源來說是實現單片集成化，但在大功率應用領域高宏，因其功率損耗過大，很難做成單片集成，不得不根據其拓撲結構在保證電源各項參數的同時盡量縮小系統體積。
2、典型開關電源設計
開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM，Pulse Width Molation）控制IC（Integrated Circuit）和功率器件（功率MOSFET或IGBT）構成，且符合三個條件：開關（器件工作在開關非線性狀態）、高頻（器件工作在高頻非接近上頻的低頻）和直流（電源輸出是直流而不是交流）。
2.1控制IC
以MC33060為例介紹控制IC。
MC33060是由安森美（ON Semi）半導體公司生產的一種性能優良的電壓驅動型脈寬調制器件，採用固定頻率的單端輸出，能工作在-40℃至85℃。其讓薯內部結構如圖1所示[1]，主要特徵如下：
1）集成了全部的脈寬調制電路；
2）內置線性鋸齒波振盪器，外置元件僅一個電阻一個電容；
3）內置誤差放大器；
4）內置5V參考電壓，1.5%的精度；
5）可調整死區控制；
6）內置晶體管提供200mA的驅動能力；
7）欠壓鎖定保護；
圖1 MC33060內部結構圖
其工作原理簡述：MC33060是一個固定頻率的脈沖寬度調制電路，內置線性鋸齒波振盪器，振盪頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節，其振盪頻率如（2-1）式：
輸出脈沖的寬度是通過電容CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現。功率管Q1的輸出受控於或非門，即只有在鋸齒波電壓大於控制信號期間輸出才有效。
當控制信號增大時，輸出脈沖的寬度將減小，具體時序參見如下圖2
圖2 MC33060時序圖
控制信號由集成電路外部輸入，一路送至死區時間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區時間比較器具有120mV的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區時間約等於鋸齒波周期的4%，即輸出驅動的最大占空比為96%.當把死區時間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在0-3.3V）即能在輸出脈沖上產生附加的死區時間。脈沖寬度調制比較器為誤差放大器調節輸出脈寬提供了一個手段：當反饋電壓從0.5V變化到3.5V時，輸出的脈沖寬度從被死區確定的最大導通百分比時間下降到零。兩個誤差放大器具有從-0.3V到（Vcc-2.0）的共模輸入范圍，這可從電源的輸出電壓和電流察覺得到。誤差放大器的輸出端常處於高電平，它與脈沖寬度調制器的反相輸入端進行」或」運算，正是這種電路結構，放大器只需最小的輸出即可支配控制迴路。
2.2 DC/DC電源拓撲戚滑冊
DC/DC電源拓撲一般分為三類：降壓、升壓和升降壓。此處以降壓拓撲介紹，簡化效果圖如下圖3所示。輸出與輸入同極性，輸入電流脈動大，輸出電流脈動小，結構簡單。
圖3 Bulk降壓斬波電路
在開關管導通時間ton，輸入電源給負載和電感供電；開關管斷開期間toff，電感中存儲的能量通過二極體組成續流迴路，保證輸出的連續。負載電壓滿足如下關系式（2-2）：
2.3典型電路與參數設計
典型電路如下圖4所示。
圖4 MC33060的降壓斬波電路
MC33060作為主控晶元控制開關管的導通與截止，由其內部結構功能可知，在MC33060內部有一個+5V參考電壓，通常用作兩路比較器的反相參考電壓，設計中1腳和2腳的比較器用來作為輸出電壓反饋，13腳和14腳的比較器用來檢測開關管的電流是否過流。電路中2腳通過一個反相電路接參考電壓，降壓輸出反饋經一同相電路接MC33060的1腳。當電路處於工作狀態時，1腳和2腳電壓就會相互比較，根據兩者的差值來調整輸出波形脈寬，達到控制和穩定輸出的目的。
電路中過流保護採用0.1歐姆額定功率為1W的功率電阻作為采樣電阻，在電流過流點，采樣電阻上的電壓為0.1V.14腳用作采樣點，因此13腳的參考電壓由Vref分壓設定為0.15V，相比0.1V留有一定餘地。當采樣電壓高於設定值時，MC33060將自動保護，關閉PWM輸出。保護點還和3腳的控制信號有關，根據對該腳的功能分析，選擇積分反饋電路，使得降壓電路在空載或滿載時，Comp腳的電壓始終在正常范圍（0.5V-3.5V）之內。
輸出PWM波形的頻率由管腳5的電容和管腳6的電阻值來確定，降壓電路採用25KHz的波形頻率，選擇CT值為1nF電容，RT為47K的普通電阻達到設計要求。
3、本系統設計
本設計採用的是DC（Direct Current）/DC轉換電路中的降壓型拓撲結構。輸入為220VAC和0-10V可調直流電壓，輸出為0-180V可調，最大輸出電流能達8A，系統組成框圖如下圖5所示。在大功率開關電源設計中，為防止在啟動時的高浪涌電流沖擊，常採用軟啟動電路，本設計不重點介紹。
圖5 系統組成框圖
3.1整流濾波電路
採用全橋整流電路，如下圖6所示。輸出電流要求最大達到8A，考慮功率損耗和一定的餘量，選擇10A的方橋KBPC3510和10A的保險管。整流後的電壓達310V，採用兩個250V/100uF電容作濾波處理。圖中開關S1和電阻R1並聯為」軟啟動」部分，此處未作詳細講解，詳細軟啟動設計見各種開關電源軟啟動設計。
圖6 整流電路。
3.2控制IC與輸入電路
MC33060控制電路和輸入調節電路分別如下圖7和圖8所示，選MC33060為控制IC，其外圍器件選擇此處不再贅述，參考典型電路設計中參數選擇部分。其中比較器1作電壓采樣，比較器2作電流采樣。輸入可調電壓經分壓跟隨後送入比較器的負向端作為參考電壓控制電源輸出大小。
圖7 MC33060控制電路
圖8 輸入調節電路
3.3反相延時驅動電路
反相延時驅動電路如下圖8所示。電路中驅動晶元採用了美國International Rectifier（IR）公司的IR2110.它不僅包括基本的開關單元和驅動電路，還具有與外電路結合的保護控制功能。其懸浮溝道的設計使其可以驅動工作在母線電壓不高於600V的開關管，其內部具有欠壓保護功能，與外電路結合，可以方便地設計出過電流，過電壓保護，因此不需要額外的過壓、欠壓、過流等保護電路，簡化了電路的設計。
圖8 反相延時驅動電路
該晶元為而輸出高壓柵極驅動器，14腳雙列直插，驅動信號延時為ns級，開關頻率可從幾十赫茲到幾百千赫茲。IR2110具有二路輸入信號和二路輸出信號，其中二路輸出信號中的一路具有電平轉換功能，可直接驅動高壓側的功率器件。該驅動器可與主電路共地運行，且只需一路控制電源，克服了常規驅動器需要多路隔離電源的缺點，大大簡化了硬體設計。IR2110就簡易真值圖如下圖9所示。
圖9 IR2110簡易真值圖。
IR2110有2個輸出驅動器，其信號取自輸入信號發生器，發生器提供2個輸出，低側的驅動信號直接取自信號發生器LO，而高側驅動信號HO則必須通過電平轉換方能用於高側輸出驅動器。本系統中驅動雙管需一片IR2110即可。
因驅動雙管，且雙管不能同時導通，控制IC輸出只有一路信號，則在控制IC輸出和驅動之間需加入反相延時電路，將控制IC輸出的一路PWM經同相和反相比較器後，經電阻R29和R30的上拉分別對電容C12、C13充電產生延時，使得兩路PWM具有對稱互補性且具有一定的死區間隔，保證主迴路中兩開關管不會同時導通。在電路中HIN和LIN標號端得到的波形圖如下圖10所示。
圖10 反相後驅動波形
3.4主迴路與輸出采樣
主迴路如圖11所示，採用半橋開關電路。
圖11 主迴路
根據整流後的電壓和輸入電流參數，選擇IRF840為高頻開關管，其最大耐壓VDS為500V，最大能承受的導通電流ID為8A，滿足設計要求。工作在高頻工作狀態的續流二極體一般選用快恢復的二極體，此處選擇HFA25TB60，能承受600V的反向壓降，最大導通電流為25A，且恢復時間僅為35ns，輸出部分通過兩個電阻分壓至電壓采樣電路，如下圖12所示。
圖12 電壓采樣電路
3.5過流保護電路
過流保護電路如下圖13所示。
圖13 過流檢測電路。
在主迴路的上端串聯一個0.33歐姆10W的功率電阻作為采樣電阻，當電流過大時，光耦中光敏三極體導通，檢測電路輸出高電平到IR2110的SD端，由於SD是低電平有效、高電平關斷點，因此電流過大時能很好地保護電路。且如前所述，IR2110自身帶有各種保護電路，故外圍的電流電壓保護電路可以大大簡化。
4、總結
本設計給出了在非隔離拓撲下一種設計大功率開關電源的方法，電路結構簡單。在主迴路中採用半橋電路替代傳統的單管開關電路，在上管關閉時，下管的開通能更好地保證輸出續流的穩定性，且保證功率的輸出。文中並未給出電感量的計算方法，因不是討論重點，可根據電路中輸出電流、電壓和開關管的RDS（MOSFET管漏極和源極導通電阻）等參數來計算，實際中應留有一定的餘量值。系統運行基本穩定，可考慮應用於工業電源設計中。